Pregunta:
¿Cómo acortar el tiempo de caída en la unidad BJT de lado alto?
Ricardo
2014-10-24 07:53:31 UTC
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He construido una PCB con un conjunto de unidades BJT de lado alto que se muestran en el siguiente esquema. Estoy usando 8 de estos para impulsar las columnas de una matriz LED RBG de 8x8.

High-side BJT drive

Mientras depuraba la placa con mi osciloscopio (con la carga, es decir, L1 y R4, desconectada), noté que el circuito mostraba un tiempo de caída mucho más largo que Esperaba. Obtuve 660us mientras esperaba un tiempo de caída por debajo de 1us. A continuación se muestran una serie de tomas de alcance que tomé.

Conmutación a 250Hz (T = 4ms):

Scope shot at 250Hz

Conmutación a 1kHz (T = 1ms ):

Scope shot at 1kHz

Cambiando a 2kHz (T = 500us):

Scope shot at 2kHz

Estoy cambiando el unidad utilizando una MCU a través de la señal MCU_OUTPUT y los disparos del alcance se midieron en la etiqueta PROBE .

El problema es que necesito cambiar la unidad a alrededor de 14 kHz, pero por encima de 1 kHz, ni siquiera llega a 0 V durante el otoño. Entonces, por encima de cierta frecuencia, la unidad no se apaga.

Bueno, solo (más o menos) entiendo cómo funcionan los BJT en configuraciones simples de conmutador y amplificador, así que estoy desconcertado con estos resultados. Intenté buscarlo en Google, pero ni siquiera sé qué términos de búsqueda usar. Estoy atascado.

Mis preguntas son:

  1. ¿Por qué el tiempo de caída es mucho más largo que el tiempo de subida en este circuito? La curva de caída se parece a la de un condensador que se descarga, pero no tengo un condensador en el circuito. ¿O yo?

  2. ¿Cómo puedo acortar el tiempo de caída en este circuito? ¿Puedo acortarlo cambiando los valores de la resistencia o los transistores?

Espero poder aprender algo nuevo sobre los transistores con esta oportunidad.


Actualización: Prueba con la carga conectada

Tomé en consideración la respuesta de Michael y tomé otro conjunto de medidas con la carga ahora conectada . Las tomas de alcance están a continuación. Los resultados fueron tiempos de caída mucho más bajos, del orden de 660ns. Eso es 1000 veces más bajo que el 660us original que obtenía con la carga desconectada.

Conmutación a 2kHz con carga conectada (T = 500us):

Scope shot with load switched at 2kHz

Conmutación a 14kHz con carga conectada:

Scope shot with load switched at around 14kHz

El resultado final es que el circuito que construí es capaz de cambiar mis cargas a la frecuencia requerida. Es solo que estaba haciendo una medición incorrecta con la carga desconectada.

¿Por qué R1 es tan grande?
@Ignacio - Calculé los valores de derecha a izquierda.Pensé que para obtener 500 mA a través de R4, necesitaba aproximadamente 3,5 mA pasando por R3 (Ley de Ohm y la ganancia de 140x del BC327-25).Eso, además de lo que pasa por R2 es menos de 5 mA.Pensé que podría obtener eso con 0.5mA pasando por R1, por lo tanto, la resistencia de 10K.
Sin relación con su pregunta, es posible que le interese [esta respuesta] (http://electronics.stackexchange.com/a/55824/6494) sobre la activación de LED, específicamente la "Fuente de corriente lineal"
@sbell: sí, vi la respuesta que vinculó, pero fue hace mucho tiempo.Lo revisaré nuevamente y veré si puedo aprovechar mejores métodos para encender mis LED.¡Gracias por la anotación!
Cuatro respuestas:
#1
+13
Michael Karas
2014-10-24 09:23:31 UTC
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Tratar de evaluar su tiempo de caída con la carga desconectada no es una medida útil. Cuando el transistor PNP se apaga, su terminal colector pasa a una impedancia alta. Eso deja que la carga sea la impedancia de la sonda del osciloscopio, que probablemente sea de 1Meg o 10Meg ohmios. No es de extrañar que se necesite mucho tiempo para que ese tamaño de carga descargue la pequeña capacitancia del circuito colector y la capacitancia de la sonda del osciloscopio.

En su lugar, debería mirar su tiempo de conmutación con la carga real conectado. Si la carga real no está disponible, al menos agregue una resistencia de carga de prueba desde el colector PNP al riel GND. Dimensione la resistencia para disipar una potencia equivalente a la carga normal que el circuito debe conducir. Al hacer esto, verá el tiempo de caída real y el tiempo de subida del circuito.

Actualización:

Para expresar mi punto, eche un vistazo a la simulación del circuito LT Spice a continuación. Dibujé el circuito con una carga que consiste en una sonda de alcance de 10Meg ohmios en paralelo con 22pF de capacitancia para simular la capacitancia de la sonda de alcance real más algo para el terminal del colector PNP y el cableado. Estas imágenes muestran claramente que el largo tiempo de caída que está viendo se debe al hecho de que tiene la carga desconectada como dije anteriormente. No tiene casi nada que ver con las características del LED o la saturación PNP como sugiere otra respuesta.

enter image description here

enter image description here

¡¡Bien visto, Michael !!Acabo de tomar otro conjunto de medidas con la carga ahora conectada y tenía toda la razón.Los resultados fueron tiempos de caída mucho más bajos, del orden de 660ns.Eso es 1000 veces más bajo que el 660us original que obtenía con la carga desconectada.¡¡Muchas gracias por aclararme esto !!
Sabía que había un condensador escondido en alguna parte ...
#2
+5
efox29
2014-10-24 10:15:41 UTC
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Una posible razón podría ser que está profundamente saturado. La minoría lleva en la base debe ser agotada antes de que se pueda formar una capa de agotamiento. Cuanto más profundo esté en la saturación, más portadores de carga tendrá en este cruce y más tardarán en irse.

Imagine un balde y llénelo de agua. Haz un agujero en el fondo del balde. Cuanta más agua tenga, más tiempo tardará en salir.

Hay tres cosas que podría hacer.

  1. Evite la saturación para que esté justo en el borde. Coloque un diodo Schottky entre la base y el colector, y sujetará la unión para evitar que se sature.

Piense en llenar el cubo lo suficiente para hacer el trabajo. Si necesita un trago de agua del balde, no es necesario que llene el balde hasta el borde. Entonces llena el balde con tanta agua como necesite. Cuando llega el momento de drenar el cubo, ahora solo está drenando lo que necesita, por lo que el tiempo total será más rápido ya que no está drenando el cubo lleno.

schematic

simular este circuito: esquema creado con CircuitLab No se pudo encontrar un Schottky, así que acabo de agregar un zener allí, para la demostración. Pero se supone que es un Schottky.

  1. Agregue un condensador en serie con la base. Lo que esto hará es aplicar un sesgo inverso momentáneo. Piense en I = Cdv / dt, cuando pasa de un voltaje discreto a otro, obtendrá un pico de +/-. Ese pulso momentáneo empujará rápidamente el transistor al corte porque se le aplicará el voltaje base será mucho más alto / más bajo, lo que empujará el transistor con más fuerza.

Piense en ello mientras inclina el cubo durante un período de tiempo muy rápido. Estarás arrojando más agua que si simplemente dejas que el agujero que hiciste haga el trabajo, lo que a su vez, acelera el tiempo de vaciado del balde.

schematic

simular este circuito

  1. Haz 1 y 2
¿Qué quieres decir con: "Los portadores minoritarios en la base tienen que ser liberados antes de que el transistor se apague solo", podrías explicarlo un poco más?¿Y cómo los saca el condensador?Lo siento si es fuera de tema o algo así, pero realmente me gustaría saberlo.
@Golaž agregó algunas cosas adicionales.Ojalá eso ayude.
#3
+1
EM Fields
2014-10-24 10:04:47 UTC
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Mirando su circuito con todo en su lugar, cuando Q2 se apaga, su unión CE subirá a Z alto, y la carga atrapada en el LED no tendrá lugar a donde ir excepto a través de la sonda de su osciloscopio: ¿10 megaohmios? - a tierra, lo que llevará un tiempo.

Si, en lugar del voltaje a través del LED, observa la corriente que lo atraviesa, verá que se reduce rápidamente a cero cuando Q2 se apaga, por lo que la luz no se apagará. , se detendrá abruptamente, que es probablemente lo que desea.

Con eso en mente, la cola de voltaje al apagar es prácticamente un artefacto y no afectará el funcionamiento de su circuito a menos que, por Por alguna razón, está utilizando la caída de voltaje en el LED para realizar alguna función.

La captura de pantalla a continuación muestra la caída de voltaje muy reducida en el apagado Q2 con 1000 ohmios desviando el LED, porque permite que el La capacitancia de los LED se descarga mucho más rápido de lo que lo hará su sonda de alcance.

Si desea jugar con el (su) circuito, la lista de circuitos LTspice está aquí, y si no no tengo LTspice, está disponible, gratis, aquí.

enter image description here

El OP dijo que estaba probando el tiempo de caída con el LED y su resistencia de límite de corriente desconectada.
#4
+1
Olin Lathrop
2014-10-24 23:32:12 UTC
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Lo primero que debe hacer es poner R2 al otro lado de R3. Eso por sí solo no hará mucha diferencia en este caso, pero de esa manera tienes 10 kΩ intentando apagar el transistor en lugar de 12 kΩ.

El problema básico es que los BJT se apagan lentamente si la base está no impulsado activamente a la tensión del emisor. Tienes dos BJT ahí, cada uno tardando mucho en apagarse.

La solución para Q1 es fácil. No lo utilice como un amplificador emisor con conexión a tierra, sino como un sumidero de corriente controlado. Coloque R1 en el emisor en lugar de la base y conduzca la base directamente desde el pin del microcontrolador. Cuando la señal digital baja, activa la base baja y apaga el transistor rápidamente. Cuando sube, el colector actuará como un sumidero de corriente fijo. Esto no solo usa el transistor un poco más eficientemente, sino que garantiza que nunca se sature.

Sin embargo, antes de entrar en detalles sobre el primer trimestre, debemos comenzar con lo que necesita el segundo. No proporcionó enlaces a las hojas de datos de los transistores, así que inventaré algunos números para usarlos como ejemplo. Deberá utilizar los números correctos y rehacer el cálculo en consecuencia. Parece que Q2 necesita manejar algo de potencia, así que digamos que se puede contar con una ganancia de 25. Q1 puede ser una señal pequeña, así que digamos que tiene una ganancia mínima de 50.

Q2 necesita suministrar 500 mA, por lo que su corriente base debe ser de al menos 20 mA. Pondremos una resistencia a través de su B-E que consume 2 mA para apagarla bastante rápido cuando se elimina la corriente base. Eso significa que Q1 tiene que hundir un mínimo de 22 mA, así que apuntemos a 25 mA para dejar un pequeño margen. Si la caída B-E de Q2 es de 700 mV, entonces una resistencia de 350 Ω dibuja los 2 mA cuando está encendida. Usaremos el valor estándar de 360 ​​Ω. Lo suficientemente cerca.

Ahora tenemos que hacer arreglos para que Q1 baje 25 mA cuando la salida digital es alta. Nuevamente usemos 700 mV como caída B-E. Si la salida digital es de 3.3 V cuando está alta, entonces eso deja al emisor en 2.6 V. (2.6 V) / (25 mA) = 104 Ω, entonces usaremos el valor estándar de 100 Ω.

Podemos acelerar Q1 con bastante facilidad colocando un tapón en la resistencia del emisor. Esto proporcionará un pequeño aumento de corriente cuando se encienda por primera vez, y lo apagará más rápidamente cuando la base se ponga a tierra repentinamente por la salida digital. Apuntar a una constante de tiempo de 1 µs pone el capacitor a 10 nF.

Así que aquí está el resultado:

Esto probablemente sea lo suficientemente bueno en propio, considerando que solo está cambiando a 14 kHz y solo 500 mA. Independientemente de la ganancia de sus transistores, R2 todavía drenará la base de Q2 a 2 mA cuando Q1 esté apagado. Cualquier transistor de señal pequeña normal será lo suficientemente bueno para Q1. Debe ajustar R1 para que Q1 absorba suficiente corriente para garantizar que Q2 esté completamente encendido con la carga máxima de 500 mA.

Puede llevar este concepto más allá, aunque no creo que sea necesario en este caso . Aquí hay un fragmento de un conmutador Buck que utilicé recientemente en un producto:

Q5 es la fuente de corriente conmutada. En este caso, su base es una señal digital de 0-5 V procedente de un microcontrolador (PIC 10F204). R8 establece los sumideros W5 actuales cuando está encendido, C9 es el límite de aceleración y Q2 es el interruptor del lado alto que se controla. El inconveniente en este caso es que el borde descendente de la señal digital hace que Q1 se encienda durante un tiempo breve, pero lo suficiente para apagar Q2 rápidamente. R2 luego mantiene Q2 apagado hasta que Q5 se enciende nuevamente cuando la señal digital en su base sube.

Tengo que irme ahora. Eche un vistazo a los circuitos alrededor de Q4 y Q1 y vea si puede descubrir cómo apagan Q2 rápidamente por un corto tiempo cuando la señal digital baja.

En primer lugar, me gustaría agradecerle mucho por su fantástica respuesta.Realmente aprecio el tiempo que pasaste mirando mi circuito.Pero tengo que preguntar, ¿tuvieron en cuenta el hecho de que hice las tomas con la carga desconectada?Michael Karas parece pensar que los largos tiempos de caída que estaba obteniendo eran artefactos de mi configuración de medición, que Q2 se estaba descargando a través de la resistencia y capacitancia de las sondas de mi alcance.Hice algunas mediciones más y ese parece ser el caso.Si tiene ganas de dedicar un poco más de tiempo a esto, me interesaría mucho su opinión al respecto.
@Ricardo: Sí, los tiempos de caída serán mucho mayores sin carga.Si la carga siempre está ahí, entonces tanto el borde ascendente como el descendente deben observarse con la carga conectada.En ese caso, lo que hace el borde descendente sin carga no indica nada útil.Pero, ¿cuál es el punto de su pregunta si no estaba experimentando problemas causados por bordes descendentes lentos?Supuse que ese era el caso, de lo contrario, no estarías aquí preguntando cómo solucionarlo.


Esta pregunta y respuesta fue traducida automáticamente del idioma inglés.El contenido original está disponible en stackexchange, a quien agradecemos la licencia cc by-sa 3.0 bajo la que se distribuye.
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